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专利名称：用于结温监测的电阻承压型导通压降测量电路及监测方法

专利类型：发明专利

专利申请号：CN202410156868.4

专利申请（专利权）人：西南交通大学
权利人地址：四川省成都市金牛区二环路北一段111号

专利发明（设计）人：宋文胜,谭淏洋,杨柯欣,陈健,唐涛,徐朋程,麻宸伟,葛兴来

专利摘要：本发明公开了一种用于结温监测的电阻承压型导通压降测量电路及监测方法，测量电路包含高阻值串联高压电阻RL，开关二极管D1与D2，低压MOSFET?M1，反相器U1，三态门U2，电阻R1与电容C1组成的RC延时电路，限流电阻R2与R3，辅助电压源VDD与VCC，运算放大器U3，隔离运算放大器U1；监测方法为：设计基于高阻值电阻的导通压降采样电路并根据实际应用场景进行参数选型，在离线条件下测量不同结温下的集电极电流与导通压降模型，为在线监测提供计算模型，在在线条件下根据离线条件测试所得到的模型，开展对结温的在线监测。本发明具有成本低，可靠性高，可以适应高压与宽环境温度范围的导通压降测量的优点。

主权利要求：
1.一种用于结温监测的电阻承压型导通压降测量电路，其特征在于，包含高阻值串联高压电阻RL，开关二极管D1与D2，低压MOSFETM1，反相器U1，三态门U2，电阻R1与电容C1组成的RC延时电路，限流电阻R2与R3，辅助电压源VDD与VCC，运算放大器U3，隔离运算放大器U4；高压电阻RL的一端连接在IGBT的集电极，另一端连接在开关二极管D1的正极，开关二极管D1的负极与低压MOSFETM1的漏极相连，M1的源极与IGBT的发射极连接在一起；开关二极管D1的正极与高压电阻RL的连接处为测试点，与隔离部分的运算放大器U3的输入端连接在一起，开关二极管D2的负极与测试点连接，正极与电源参考地连接；辅助电压源VDD通过限流电阻R3与开关二极管D1的负极连接在一起；
在逻辑部分的电路中，电路的输入信号来自于由控制器发出的IGBT的控制信号，通过一个反相器U1将信号取反，而后通过一个串联RC延时电路后将信号输入到三态门U2的输入端，三态门的控制端输入信号为IGBT的控制信号；通过三态门U2后，控制信号变为一个反向后对信号下降沿加入延时的控制信号，这一控制信号最终用于M1的开关控制；
在隔离部分的电路中，电路的输入信号来自于测量部分的测试点电压，运算放大器U3被连接为电压跟随器，其电压通过一个隔离运算放大器最终用于导通压降检测；
此外，电路还有来自M1的输出寄生电容CO，D1与D2的结电容CR，运算放大器输入电容与PCB寄生电容CS，与测试点相连接。
2.根据权利要求1所述的一种用于结温监测的电阻承压型导通压降测量电路，其特征在于，当IGBT导通时，M1根据控制信号将其关断截止，此时D1为反向偏置状态，测试点电压vTP是等效的vCE?ON；当IGBT关断，M1根据控制信号将其关断开通，此时D1为正向偏置状态，IGBT集电极和发射极之间的高电压由RL承担；测试点的电压此时被钳位至二极管的导通压降；在整个过程中，只有RL在IGBT关断过程中承受高压，其余期间均不存在承受高压的过程；M1的控制信号由IGBT的栅极控制信号经过逻辑部分的调理形成。
3.一种基于权利要求1所述的电阻承压型导通压降测量电路的IGBT结温在线监测方法，其特征在于，包括以下步骤：步骤1：设计基于高阻值串联高压电阻的导通压降采样电路并根据实际应用场景进行参数选型；
根据实际器件功率等级，选择不同阻值的RL，限制电阻上功率耗散为一个固定值，利用功率耗散结合隔离电压计算高压电阻的阻值，具体为：其中，P为电阻上的允许功率耗散，VCE为集电极与发射极两端电压；
对于D1，D2的选择，耐压在90V左右，额定电流在mA级别的开关二极管均满足要求；
对于运算放大器U3的选择，要求带宽在1MHz以上，输入阻抗大于1000MΩ，输入电容在
4PF以下，输入偏置电流等级在nA级别；对于隔离运算放大器U4，只需满足系统对于隔离电压的要求；
对于RC延时电路的参数选择，在IGBT的开通瞬间，对M1加入一个延时，RC延时电路的延时时间表示为：TD＝RC
根据公式即可计算出电容与电阻的参数具体值；
步骤2：在离线条件下测量不同结温下的集电极电流与导通压降模型，为在线监测提供计算模型；
IGBT工作在饱和区后，vCE?ON表示为：
其中，m是注入系数，k是玻尔兹曼常数，Tj是结温度，q是电荷，iC是集电极电流，iS是反向饱和电流，RN是IGBT模块的模块封装电阻，RCH是IGBT的内部导通电阻；
对vCE?ON求iC的偏导数，vCE?ON对iC上的变化率表示为：
可以看出，iC上vCE?ON的变化率随iC的变化而变化；当iC在小的变化范围内，变化率看作一个常数，导通压降基于iC通过分段线性化表示为：vCE?ON(iC)＝kniC+VINT?nn＝1,2...n
其中，kn是在不同的iC范围内，vCE?ON对iC的变化率，这是kCE在一定的iC区域内的具体值，n表示不同的电流范围；VINT?n是在iC的每个范围内的表达式的常数项；在不同的iC范围内，kn和VINT?n的值不同；对于kn，根据kCE表达式，当iC在小的变化范围内时，kn认为是与iC无关而是与Tj有关的常数；
计算kn，使用最小二乘法通过在一定电流范围内对vCE?ON和iC进行多次采样来计算，表示为：2
拟合系数Rn表示为：
步骤3：在在线条件下根据离线条件测试所得到的模型，开展对结温的在线监测；
在线监测实验中利用基于Buck电路的功率循环实验验证所提监测电路与监测方法对结温的在线监测效果，Buck功率循环实验台通过散热台对IGBT进行散热，通过改变散热台的功率，从而在IGBT连续运行的情况实现IGBT的升温降温。 说明书 : 用于结温监测的电阻承压型导通压降测量电路及监测方法技术领域[0001] 本发明属于功率器件结温在线监测领域，尤其涉及一种用于结温监测的电阻承压型导通压降测量电路及监测方法。背景技术[0002] IGBT是电力系统中应用最广泛的功率半导体器件,广泛应用于轨道交通等大功率变流场景。IGBT的可靠性一直是制约变流器可靠性提高的主要因素。据统计，超过33％的转换器故障来自IGBT。功率半导体器件的寿命和可靠性主要受平均结温度和温度波动的影响。因此，通过监测和控制结温来提高IGBT的寿命是一种有效的方法。[0003] 现有的IGBT结温监测方法主要分为四类：内置热敏电阻法、光学测温法、热阻抗网络模型法和热敏参数法。这几种方法当中，热敏电阻法响应速度慢，热敏电阻距离芯片位置较远，测量结果与实际IGBT结温差异很大，因而所得到的温度没有太大参考意义。光学测温法成本高昂，而且需要对芯片进行破坏性处理，因而一般用于实验室环境。热阻抗网络法无法直接得到结温信息，且收到老化等影响，无法满足IGBT结温的在线测量。在这些方法当中热敏参数由于具有精度高、响应速度快、在线监测能力强等特点而备受关注。[0004] 而在目前已有的热敏电参数当中，由于灵敏度、响应速度等综合性能表现优异，导通压降是目前最受关注的热敏电参数，并且目前唯一得到实际工程应用的IGBT结温在线监测方法。目前的导通压降测量分为小电流下测量与大电流下测量，其中小电流下导通压降测量由于其极高的精度，测量电流不会对IGBT结温造成干扰等优点，已经成为一种标准测量方法而广泛应用与IGBT的各种离线测量中。但在实际变流器在线运行的过程当中，IGBT处于大电流大电压工况下，为了实现利用导通压降对IGBT结温进行在线监测，要求导通压降在线监测电路具有良好的高压隔离能力与极高的测量精度。[0005] 目前，导通压降在线测量电路主要用于低压IGBT导通压降测量，导通压降在线测量电路的高压隔离设计、电路可靠性是制约测量电路应用于高压场合的重要原因。发明内容[0006] 针对上述问题，本发明提供一种用于结温监测的电阻承压型导通压降测量电路及监测方法。[0007] 本发明的一种用于结温监测的电阻承压型导通压降测量电路，包含高阻值串联高压电阻RL，开关二极管D1与D2，低压MOSFETM1，反相器U1，三态门U2，电阻R1与电容C1组成的RC延时电路，限流电阻R2与R3，辅助电压源VDD与VCC，运算放大器U3，隔离运算放大器U1。高压电阻RL的一端连接在IGBT的集电极，另一端连接在开关二极管D1的正极，开关二极管D1的负极与低压MOSFETM1的漏极相连，M1的源极与IGBT的发射极连接在一起；开关二极管D1的正极与承压电阻RL的连接处为测试点，与隔离部分的运算放大器的输入端连接在一起，开关二极管D2的负极与测试点连接，正极与电源参考地连接；辅助电压源VDD通过限流电阻R3与开关二极管D1的负极连接在一起。[0008] 在逻辑部分的电路中，电路的输入信号来自于由控制器发出的IGBT的控制信号，通过一个反相器U1将信号取反，而后通过一个串联RC延时电路后将信号输入到三态门U2的输入端，三态门的控制端输入信号为IGBT的控制信号；通过三态门U2后，控制信号变为一个反向后对信号下降沿加入延时的控制信号，这一控制信号最终用于M1的开关控制。[0009] 在隔离部分的电路中，电路的输入信号来自于测量部分的测试点电压，运算放大器U3被连接为电压跟随器，其电压通过一个隔离运算放大器最终用于导通压降检测。[0010] 此外，电路还有来自M1的输出寄生电容CO，D1与D2的结电容CR，运算放大器输入电容与PCB寄生电容CS，与测试点相连接。[0011] 当IGBT导通时，M1根据控制信号将其关断截止，此时D1为反向偏置状态，测试点电压vTP是等效的vCE?ON；当IGBT关断，M1根据控制信号将其关断开通，此时D1为正向偏置状态，IGBT集电极和发射极之间的高电压由RL承担；测试点的电压此时被钳位至二极管的导通压降；在整个过程中，只有RL在IGBT关断过程中承受高压，其余期间均不存在承受高压的过程；M1的控制信号由IGBT的栅极控制信号经过逻辑部分的调理形成。[0012] 本发明的一种基于电阻承压型导通压降测量电路的IGBT结温在线监测方法，包括以下步骤：[0013] 步骤1：设计基于高阻值电阻的导通压降采样电路并根据实际应用场景进行参数选型。[0014] 根据实际器件功率等级，选择不同阻值的RL，限制电阻上功率耗散为一个固定值，利用功率耗散结合隔离电压计算承压电阻的阻值，具体为：[0015][0016] 其中，P为电阻上的允许功率耗散，VCE为集电极与发射极两端电压。[0017] 对于D1，D2的选择，耐压在90V左右，额定电流在mA级别的开关二极管均满足要求。[0018] 对于运算放大器U3的选择，要求带宽在1MHz以上，输入阻抗大于1000MΩ，输入电容在4PF以下，输入偏置电流等级在nA级别；对于隔离运算放大器U4，只需满足系统对于隔离电压的要求。[0019] 对于RC延时电路的参数选择，在IGBT的开通瞬间，对M1加入一个延时，RC电路的延时时间表示为：[0020] TD＝RC[0021] 根据公式即可计算除电容与电阻的参数具体值。[0022] 步骤2：在离线条件下测量不同结温下的集电极电流与导通压降模型，为在线监测提供计算模型。[0023] IGBT工作在饱和区后，vCE?ON表示为：[0024][0025] 其中，m是注入系数，k是玻尔兹曼常数，Tj是结温度，q是电荷，iC是集电极电流，iS是反向饱和电流，RN是IGBT模块的模块封装电阻，RCH是IGBT的内部导通电阻。[0026] 对vCE?ON求iC的偏导数，vCE?ON对iC上的变化率表示为：[0027][0028] 可以看出，iC上vCE?ON的变化率随iC的变化而变化；当iC在小的变化范围内，变化率看作一个常数，导通压降基于iC通过分段线性化表示为：[0029] vCE?ON(iC)＝kniC+VINT?nn＝1,2...n[0030] 其中，kn是在不同的iC范围内，vCE?ON对iC的变化率，这是kCE在一定的iC区域内的具体值，n表示不同的电流范围；VINT?n是在iC的每个范围内的表达式的常数项；在不同的iC范围内，kn和VINT?n的值不同；对于kn，根据kCE表达式，当iC在小的变化范围内时，kn认为是与iC无关而是与Tj有关的常数。[0031] 计算kn，使用最小二乘法通过在一定电流范围内对vCE?ON和iC进行多次采样来计算，表示为：[0032][0033] 拟合系数Rn2表示为：[0034][0035] 步骤3：在在线条件下根据离线条件测试所得到的模型，开展对结温的在线监测。[0036] 在线监测实验中利用基于Buck电路的功率循环实验验证所提监测电路与监测方法对结温的在线监测效果，Buck功率循环实验台通过散热台对IGBT进行散热，通过改变散热台的功率，从而在IGBT连续运行的情况实现IGBT的升温降温。[0037] 本发明的有益技术效果为：[0038] 本发明利用高阻值电阻配合辅助低压器件，实现对于IGBT关断期间集电极与发射极之间的高压隔离与IGBT导通期间的导通压降测量。所提电路具有成本低，可靠性高，可以适应高压与宽环境温度范围的导通压降测量的优点。相对于已有电路，具有更好的应用于高电压场合IGBT利用导通压降实现结温在线测量的潜力。附图说明[0039] 图1为本发明用于结温监测的电阻承压型导通压降测量电路结构图。[0040] 图2为测量电路在IGBT关断状态和导通状态下的电路状态图。[0041] 图3为测量电路关键节点的理想波形图。[0042] 图4为IGBT在不同温度下的输出特性与不同电流时的导通压降对集电极电流变化率。[0043] 图5为全电流范围内的实际输出特性曲线与线性化输出特性曲线对比。[0044] 图6为结温?电流分段?导通压降对电流变化率模型与结温?导通压降?电流模型。[0045] 图7为结温在线监测策略流程图。[0046] 图8为结温在线监测过程中的波形。[0047] 图9为结温在线监测过程中监测结果与红外相机测量结果对比。具体实施方式[0048] 下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。[0049] 本发明的一种用于结温监测的电阻承压型导通压降测量电路如图1所示，包含高阻值串联高压电阻RL，开关二极管D1与D2，低压MOSFETM1，反相器U1，三态门U2，电阻R1与电容C1组成的RC延时电路，限流电阻R2与R3，辅助电压源VDD与VCC，运算放大器U3，隔离运算放大器U1。高压电阻RL的一端连接在IGBT的集电极，另一端连接在开关二极管D1的正极，开关二极管D1的负极与低压MOSFETM1的漏极相连，M1的源极与IGBT的发射极连接在一起；开关二极管D1的正极与承压电阻RL的连接处为测试点，与隔离部分的运算放大器的输入端连接在一起，开关二极管D2的负极与测试点连接，正极与电源参考地连接；辅助电压源VDD通过限流电阻R3与开关二极管D1的负极连接在一起。[0050] 在逻辑部分的电路中，电路的输入信号来自于由控制器发出的IGBT的控制信号，通过一个反相器U1将信号取反，而后通过一个串联RC延时电路后将信号输入到三态门U2的输入端，三态门的控制端输入信号为IGBT的控制信号；通过三态门U2后，控制信号变为一个反向后对信号下降沿加入延时的控制信号，这一控制信号最终用于M1的开关控制。[0051] 在隔离部分的电路中，电路的输入信号来自于测量部分的测试点电压，运算放大器U3被连接为电压跟随器，其电压通过一个隔离运算放大器最终用于导通压降检测。[0052] 此外，电路还有来自M1的输出寄生电容CO，D1与D2的结电容CR，运算放大器输入电容与PCB寄生电容CS，与测试点相连接。[0053] 当IGBT导通时，M1根据控制信号将其关断截止，此时D1为反向偏置状态，测试点电压vTP是等效的vCE?ON；当IGBT关断，M1根据控制信号将其关断开通，此时D1为正向偏置状态，IGBT集电极和发射极之间的高电压由RL承担；测试点的电压此时被钳位至二极管的导通压降；在整个过程中，只有RL在IGBT关断过程中承受高压，其余期间均不存在承受高压的过程；M1的控制信号由IGBT的栅极控制信号经过逻辑部分的调理形成。[0054] RL为本电路中唯一采用的高阻值器件，其余辅助器件均为低压器件。利用电阻进行承压具有成本低，可靠性高，参数一致性好等的优点，而其余辅助期间由于均为低压器件，其性能优良，参数一致性好，参数随温度变化。沟玫缏氛蹇梢怨ぷ髟诳砘肪澄露认，同时在批量生产过程中更容易确保不同测量电路性能的一致性。RL的阻值在数百千欧到数兆欧，电阻值很大，对IGBT的正常工作不会造成干扰。[0055] 本发明的一种基于电阻承压型导通压降测量电路的IGBT结温在线监测方法，包括以下步骤：[0056] 步骤1：设计基于高阻值电阻的导通压降采样电路并根据实际应用场景进行参数选型。[0057] 图2给出了测量电路在IGBT关断状态和导通状态下的电路状态图。其中图2(a)是电路处于高压隔离模式下的状态，图2(b)是电路处于导通压降测量模式下的状态。[0058] 本发明中测量电路利用M1开通与关断控制实现对于二极管D1的正偏与反偏控制，从而实现对导通压降的测量与对高压的隔离。图3为测量电路关键节点的波形图。其中各个信号分别对应图1中的信号。H与L分别代表逻辑电路中的高低电平，VDC为直流母线电压，VGP为IGBT驱动电路的高电平，本电路中为20V，VGN为IGBT驱动电路中的低电平，本电路中为?8V，Vmiller为米勒平台电压。VTH为低压MOSFETM1的阈值电压，VRD为辅助电压源VDD的电压值，VON为开关二极管D1的导通压降。IGBT的电压从母线电压下降到导通压降需要一定时间，为避免这一时间对于电路造成干扰，在IGBT的开通瞬态对M1的控制信号加入一个延时，以避免高压对于测量的影响，具体延时时间设计要根据所用IGBT实际电压变化时间，确保在延时时间段内电压完全下降至导通压降。同时需要指出的是，由于强制二极管D1反偏的VDD仅是一个相比导通压降稍高的电压，因而即使M1没有开关动作也不会对导通压降的测量造成影响，但是如果没有M1在IGBT关断时的开通，测试点会被钳位在VDD加二极管导通压降的电压上，从而影响电路的响应速度。[0059] 在IGBT处于开通状态时，M1关断，如图2(b)。根据基尔霍夫定律，测试点电压vTP与电路节点电压vD可以表示为：[0060][0061][0062] 其中CR、RL、CS、CO、R3均为图1中电路参数。VRD为图1中电压源VDD的电压值。[0063] 可以看出，测试点电压vTP对导通压降vCE?ON呈现一阶低通滤波特性，对节点电压vD为一阶高通滤波特性。vD对vTP呈现高通滤波特性，对VRD呈现低通滤波特性。由于R3仅为一个数百欧姆的限流电阻，而VRD为一个定值。因而可以认为vD在整个M1关断时间内都可以保持为一个定值，因而vTP可以等效为一个对vCE?ON的一阶低通滤波环节，可以简化为：[0064][0065] 由于在实际器件中，二极管、运算放大器等均存在一定的漏电流，在考虑漏电流的情况时，vTP的表达式为：[0066][0067] 其中RJ为二极管漏电流的等效电阻。[0068] 根据节点电压的表达式，在直流断路器或阻性负载情况下，其导通压降基本为一个定值，对于一个定值的导通压降，其误差可以表示为：[0069][0070] 而在实际变流器中，电感往往是不可缺少的无源器件，在感性负载的情况下，集电极电流为一个斜坡信号，响应的导通压降也近似为一个斜坡信号，其误差可以表示为：[0071][0072] 可以看出，由于测量电路的一阶低通滤波特性，在跟踪一个定值导通压降时，其误差仅来自于二极管漏电流导致的等效电阻，而在跟踪一个斜坡信号的导通压降时，由于一阶电路环节无法完成对斜坡信号的无差跟踪，因而测量误差分为由二极管漏电流导致的误差与由电路跟踪导致的误差两部分。[0073] 进一步的，根据实际器件功率等级，选择不同阻值的RL，由于RL在IGBT关断时承担母线电压，因而必须确保其功率与耐压有足够的安全裕量。根据实际需要，限制电阻上功率耗散为一个固定值，利用功率耗散结合隔离电压计算承压电阻的阻值，具体为：[0074][0075] 其中，P为电阻上的允许功率耗散，本实施例中选择为4W，在实际中可以根据电路图集要求与散热条件进行调整。VCE为集电极与发射极两端电压。[0076] 进一步的，根据以上的误差分析，对于D1，D2的选择，其最重要的参数指标在于漏电流与结电容，同时各项参数对温度的稳定性也是影响电路性能的因素，因而需要漏电流与结电容尽可能。问】赡芩嫖露缺浠。在实际中，一般耐压在90V左右，额定电流在mA级别的开关二极管均可以满足这些要求，因此对开关二极管的选型不需要做特殊要求。[0077] 进一步的，对于运算放大器U3的选择，由于跟踪参数为静态参数，因而对于运算放大器带宽没有严格要求，但是要求其输入阻抗足够大，输入偏置电流要小。在实际中，要求运算放大器带宽在1MHz以上，输入阻抗大于1000MΩ，输入电容在4pF以下，输入偏置电流等在nA级别。对于隔离运算放大器U4，由于在前级已有U3作为电压跟随器，因而其只需满足系统对于隔离电压的要求，对运放性能没有特殊要求。[0078] 进一步的，对于RC延时电路的参数选择，由于在IGBT开关瞬态，IGBT的集电极?发射极电压需要一定的时间才可以从母线电压变化为导通压降。在IGBT的开通瞬间，IGBT的集电极与发射极两端的电压从母线电压降低为导通压降，为了避免集电极与发射极的高压对测量造成影响，需要在此时对M1加入一个延时，以实现在IGBT集电极?发射极电压将为导通压降后电路才开始对导通压降进行跟踪。而在IGBT关断时，由于控制信号相比于集电极?发射极电压的上升提前到来，因而此时不会对电路造成干扰，不需要进行特殊处理。图3给出了IGBT开通于关断过程电路的工作状态于关键节点的波形。RC电路的延时时间可以表示为：[0079] TD＝RC[0080] 在实际中，这一时间的设置与IGBT集电极与发射极之间电压变化时间相关，需要根据IGBT开关速度进行调整，一般设置2us左右即可完全满足要求，根据公式即可计算除电容与电阻的参数具体值。[0081] 步骤2：在离线条件下测量不同结温下的集电极电流与导通压降模型，为在线监测提供计算模型。[0082] 一般认为，IGBT工作在饱和区后，vCE?ON可表示为：[0083][0084] 其中，m是注入系数，k是玻尔兹曼常数，Tj是结温度，q是电荷，iC是集电极电流，iS是反向饱和电流，RN是IGBT模块的模块封装电阻，RCH是IGBT的内部导通电阻。[0085] 对vCE?ON求iC的偏导数，vCE?ON对iC上的变化率表示为：[0086][0087] 可以看出，iC上vCE?ON的变化率随iC的变化而变化；当iC在小的变化范围内，变化率看作一个常数，导通压降基于iC通过分段线性化表示为：[0088] vCE?ON(iC)＝kniC+VINT?nn＝1,2…n[0089] 其中，kn是在不同的iC范围内，vCE?ON对iC的变化率，这是kCE在一定的iC区域内的具体值，n表示不同的电流范围；VINT?n是在iC的每个范围内的表达式的常数项；在不同的iC范围内，kn和VINT?n的值不同；对于kn，根据kCE表达式，当iC在小的变化范围内时，kn认为是与iC无关而与Tj有关的常数。[0090] 基于前面分析中的分段线性化，计算kn的基本原理可以表示为：[0091][0092] 在实际应用中，噪声是不可避免的。为增强抗干扰能力，使用最小二乘法通过在一定电流范围内对vCE?ON和iC进行多次采样来计算，表示为：[0093][0094] 拟合系数Rn2表示为：[0095][0096] 图4给出了在IGBT在不同温度下的输出特性与不同电流时的导通压降对集电极电流变化率。可以看出IGBT的导通压降在不同电流下具有明显的正温度系数区与负温度系数区，二者的转折点大概在45A。导通压降对集电极电流变化率在全电流范围内呈现正温度系数，且在大电流下基本保持稳定。[0097] vTP在全电流范围内的真实波形和线性化波形如图5所示。可以看出，iC分为3个阶段，小电流阶段(5A?30A)、中等阶段(30A?60A)和大电流阶段(大于60A)。在小电流阶段中，每5A被设置为电流间隔，在中电流阶段中每10A被设置为当前间隔，在大电流阶段中每隔20A被设置为现有间隔。可以看出，线性化波形具有良好的描述效果。[0098] 图6为结温?电流分段?导通压降对电流变化率模型与结温?导通压降?电流模型。在感性负载中，vCE?ON和vTP存在稳定误差，因此使用kn作为热敏参数。可以看出，在小电流范围内的kn比在大电流范围内大得多，在大电流区域内，kn基本保持稳定。在划分电流范围时，在小电流中，电流范围需要非常窄，在大电流中，可以更宽。[0099] 步骤3：在在线条件下根据离线条件测试所得到的模型，开展对结温的在线监测。[0100] 图7给出了结温在线监测策略流程图，由于在实际过程中，电路存在较大的纹波干2扰，因而利用判断R的方式提高数据的可靠性，进而提高监测的准确性。[0101] 在线监测实验中利用基于Buck电路的功率循环实验验证所提监测电路与监测方法对结温的在线监测效果。Buck功率循环实验台通过散热台对IGBT进行散热，通过改变散热台的功率，从而在IGBT连续运行的情况实现IGBT的升温降温。本发明中设定IGBT以60s为周期，40s升温，20s降温。图8为结温在线监测过程中的波形，图9为结温在线监测过程中监测结果与红外相机测量结果对比。可以看出在线监测策略具有良好的结温在线监测效果，监测温度的误差最多不超过3.5℃。

专利地区：四川

专利申请日期：2024-02-04

专利公开日期：2024-11-29

专利公告号：CN118169529B