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专利名称：一种模块化多电DC/DC变换器控制方法

专利类型：发明专利

专利申请号：CN202410020188.X

专利申请（专利权）人：国网江西省电力有限公司九江供电分公司,国家电网有限公司
权利人地址：江西省九江市浔阳区长虹大道74号供电公司院内综合楼

专利发明（设计）人：胡裕峰,苏小青,孔亮,江丽丽,黄波,尹慧阳,巢红暄,黄勇军,许蓉,李芊

专利摘要：本发明涉及模块化多电平变换器技术领域，尤其涉及一种模块化多电DC/DC变换器控制方法。其技术方案包括以下控制步骤：S101：在桥臂中注入交流电流，并在桥臂级联连接点增加电感；S102：当外桥臂的交流电压为给定值时，外桥臂工作在单位功率因数下，内桥臂的交流电压由交流环流经闭环控制给定；S103：将内桥臂和外桥臂电压的相位角设置为0；S104：内、外桥臂的输出波形的控制采用APOD?SPWM和电容选择排序的调制策略。本发明可以使内外桥臂的交流电压完全对称，系统的二倍频无功功率只在系统内部流动而不会流入直流侧，大大减少输出电流和电压的谐波。

主权利要求：
1.一种模块化多电DC/DC变换器控制方法，其特征在于，具体包括以下控制步骤：S101：在桥臂中注入交流电流，并在桥臂级联连接点增加电感；
S102：当外桥臂的交流电压为给定值时，外桥臂工作在单位功率因数下，内桥臂的交流电压由交流环流经闭环控制给定；
S103：将内桥臂和外桥臂电压的相位角设置为0，系统输出端不含有二倍频无功功率，其具体有：同列上、下侧外桥臂的电压、电流的时域表达式为：Up：
Down：
内桥臂的电压、电流的时域表达式为：Up：
Down：
外桥臂的瞬时功率：
Up:
Down：
内桥臂的瞬时功率：
Up：
Down
为保证电容电压的平衡，桥臂瞬时功率不含有直流成分，即解得：U1＝?U2cos(φx?θx)其中，θ1＝0°，θ2＝180°φ1＝φ，φ2＝φ+180°
由DC?MMC的瞬时功率的表达式推导出DC?MMC中基频无功功率与二倍频无功功率的流向，基频无功功率在系统桥臂内交换；
一列单元中输出的二倍频功率为：输入输出端总的二倍频无功功率为：由上式得系统输出的二倍频无功功率的总量与电压转换比、系统总的传输的直流功率Pdc以及内、外桥臂电压的相位角φ有关，当φ＝0时，系统输出端不含有二倍频无功功率；
S104：内、外桥臂的输出波形的控制采用APODSPWM和电容选择排序的调制策略。
2.根据权利要求1所述的一种模块化多电DC/DC变换器控制方法，其特征在于，所述外桥臂包括多个全桥式子模块，所述内桥臂包括多个半桥结构的子模块。
3.根据权利要求2所述的一种模块化多电DC/DC变换器控制方法，其特征在于，所述S101中，交流电流向桥臂中注入，交流电压向内、外桥臂叠加，且电流电压合成功率用于平衡子模块电容电压。
4.根据权利要求3所述的一种模块化多电DC/DC变换器控制方法，其特征在于，所述平衡子模块电容电压的计算公式为：D'＝1?D
其中：D为电压转换比；
当0
当D>1，D’<0，DC?MMC工作于升压模式，外桥臂子模块向系统注入负向电压。
5.根据权利要求1所述的一种模块化多电DC/DC变换器控制方法，其特征在于，所述S102中为了保持内、外桥臂的功率平衡，应满足以下的功率方程：式中：
为流经外桥臂的直流电流；
V1k和V1′k为外桥臂的上下桥臂基频电压相量；
I1k和I1′k为外桥臂上下桥臂基频电流相量；
V1m和V1′m为内桥臂的上下桥臂基频电压相量；
I1m和I1′m为内桥臂上下桥臂基频电流相量。
6.根据权利要求5所述的一种模块化多电DC/DC变换器控制方法，其特征在于，同一列所述桥臂的内、外桥臂的交流电压满足：V1k＝?V'1k；
V1m＝?V'1m。
7.根据权利要求6所述的一种模块化多电DC/DC变换器控制方法，其特征在于，两列单元相同位置处的所述桥臂调制波互差180°。
8.根据权利要求1所述的一种模块化多电DC/DC变换器控制方法，其特征在于，所述S103用于确保系统输出端不含有二倍频无功功率。 说明书 : 一种模块化多电DC/DC变换器控制方法技术领域[0001] 本发明涉及模块化多电平变换器技术领域，尤其涉及一种模块化多电DC/DC变换器控制方法。背景技术[0002] 模块化多电平DC/DC变换器（DC?MMC）具有能量双向流动以及故障阻断能力等优点，是一种新型的DC/DC变换器。该变换器功率损耗。诓课扌璞溲蛊，且其结构为模块化的结构，易于实现电压等级的拓展，适合于大功率、高压大电流的场所。模块化多电平变换器（MMC）由于其模块化结构，电平拓展方便等优点，得到了许多专业学者的深入研究，且在其调制策略、电容电压平衡、环流抑制等方面取得一定的开云优惠体育网页版入口。目前，MMC已广泛应用在高压直流输电（HVDC）、风力发电等领域。同时随着“光储直柔”技术的提出，直流电压等级的转换环节DC/DC变换器是直流系统中必不可缺的环节。[0003] 但在模块化多电平DC/DC变换器（DC?MMC）应用中，由于DC?MMC拓扑结构存在二倍频波动的问题，因此会导致输出电流和电压存在大量的谐波。鉴于此，本申请提出一种模块化多电平DC/DC变换器控制方法，用于求解DC?MMC的内、外桥臂能量关系，并给出了输出端的二倍频无功功率与系统的电压转换比、系统传输的直流功率以及内外桥臂的相角差的关系。发明内容[0004] 本发明的目的是针对背景技术中存在的DC?MMC拓扑结构存在二倍频波动，因此会导致输出电流和电压存在大量的谐波的问题，提出一种模块化多电平DC/DC变换器控制方法。[0005] 本发明的技术方案：一种模块化多电DC/DC变换器控制方法，具体包括以下控制步骤：[0006] S101：在桥臂中注入交流电流，并在桥臂级联连接点增加电感；[0007] S102：当外桥臂的交流电压为给定值时，外桥臂工作在单位功率因数下，内桥臂的交流电压由交流环流经闭环控制给定；[0008] S103：将内桥臂和外桥臂电压的相位角设置为0；[0009] S104：内、外桥臂的输出波形的控制采用APODSPWM和电容选择排序的调制策略。[0010] 优选的，所述外桥臂包括多个全桥式子模块，所述内桥臂包括多个半桥结构的子模块。[0011] 优选的，所述S101中，交流电流向桥臂中注入，交流电压向内、外桥臂叠加，且电流电压合成功率用于平衡子模块电容电压。[0012] 优选的，所述平衡子模块电容电压的计算公式为：[0013][0014][0015] 其中：D为电压转换比；[0016] 当0[0017] 当D>1，D’<0，DC?MMC工作于升压模式，外桥臂子模块向系统注入负向电压。[0018] 优选的，所述S102中需要保持内、外桥臂的功率平衡，应满足以下的功率方程：[0019] ；[0020] ；[0021] ；[0022] ；[0023] 式中： 为流经外桥臂的直流电流；[0024] 和 为外桥臂的上下桥臂基频电压相量；[0025] 和 为外桥臂上下桥臂基频电流相量；[0026] 和 为内桥臂的上下桥臂基频电压相量；[0027] 和 为内桥臂上下桥臂基频电流相量。[0028] 优选的，同一列所述桥臂的内、外桥臂的交流电压满足：[0029] ；[0030] 。[0031] 优选的，所述S103用于确保系统输出端不含有二倍频无功功率。[0032] 优选的，两列单元相同位置处的所述桥臂调制波互差180°。[0033] 与现有技术相比，本发明具有如下有益的技术效果：[0034] 本发明通过在桥臂中注入交流电流去平衡外桥臂与内桥臂子模块的电容电压，并增加电感为桥臂环流提供流通的路径；当外桥臂的交流电压为给定值时，外桥臂工作在单位功率因数下，内桥臂的交流电压由交流环流经闭环控制给定；考虑到二倍频的无功功率的流通路径与直流电流的路径一致，可能会引起直流端电压电流的二倍频的脉动，将内桥臂和外桥臂电压的相位角设置为0，系统输出端将不含有二倍频无功功率；内、外桥臂的输出波形的控制采用了APODSPWM和电容选择排序的调制策略；[0035] 本发明求解DC?MMC的内、外桥臂能量关系，并给出了输出端的二倍频无功功率与系统的电压转换比、系统传输的直流功率以及内外桥臂的相角差的关系；[0036] 综上可知，本发明可以使内外桥臂的交流电压完全对称，系统的二倍频无功功率只在系统内部流动而不会流入直流侧，大大减少输出电流和电压的谐波。附图说明[0037] 图1为基于简化电流外环的一种模块化多电平DC/DC变换器的调制策略示图；[0038] 图2为基于简化电流外环的一种模块化多电平DC/DC变换器控制方法的流程图；[0039] 图3为模块化多电平DC/DC变换器的结构框图；[0040] 图4为模块化多电平DC/DC变换器的工作原理图；[0041] 图5为模块化多电平DC/DC变换器的简化模型；[0042] 图6为内外桥臂工作向量图；[0043] 图7为模块化多电平DC/DC变换器无功功率的交换示意图；[0044] 图8为D=0.5时模块化多电平DC/DC变换器系统波形示图；[0045] 图9为D=1.5时模块化多电平DC/DC变换器系统波形示图；[0046] 图10为 与内外桥臂电压的相位角对输出电压的影响示图；[0047] 图11为 =3.872MW时输出电压的谐波频谱示图；[0048] 图12为 =7.744MW时输出电压的谐波频谱示图。具体实施方式[0049] 下文结合附图和具体实施例对本发明的技术方案做进一步说明。[0050] 实施例[0051] 本发明中模块化多电平DC/DC变换器简化描述为：DC?MMC。[0052] 结合说明书附图的图1?图3所示，每一列由上、下两个桥臂级联而成（连接点o1，o2），每个桥臂又分为外桥臂和内桥臂，其外桥臂由k个全桥式的子模块级联（FB）而成，内桥臂中m个子模块的结构为半桥结构（HB）。连接点o1，o2间的电感Lr主要为DC?MMC正常工作时子模块的电容电压平衡所需的桥臂环流提供流通的路径。Ls与Cs为输入端的滤波器。输出端的滤波电感Lf具有足够大的电感值阻隔交流电流流入输出端，且其耦合电感的形式可以消除直流磁通。电容Cf用于消除由子模块开关器件动作而带来的高频电流。[0053] 由图2可知，在本实施方式中，该方法具体包括：[0054] S101：通过在桥臂中注入交流电流去平衡外桥臂与内桥臂子模块的电容电压，并增加电感为桥臂环流提供流通的路径。其具体有：[0055] 设电压转换比为D，其中，[0056] （1）[0057] （2）[0058] 当0[0059] 当D>1，D’<0，DC?MMC工作于升压模式，p1，p2（n1,n2）结点对地电压高于vin+（低于vin）? ，外桥臂子模块向系统注入负向电压。[0060] 由此可见，外桥臂子模块为全桥结构的主要作用是实现DC?MMC能够灵活运行在降压或升压的工作状态。同时，这种结构使得DC?MMC具有直流故障的双向阻断能力。[0061] 图3中DC?MMC正常工作的前提是子模块的电容电压保持平衡。为了平衡外桥臂与内桥臂子模块的电容电压，需要在桥臂中注入交流电流，同时在内、外桥臂中叠加相应的交流电压，使得其合成的功率能够满足内、外桥臂的功率交换的需要以达到平衡子模块电容电压的目的，电感Lr为该部分桥臂环流提供流通的路径。[0062] 图4为模块化多电平DC/DC变换器的工作原理图，且图4为正常运行简化模式。[0063] 其中箭头灰色实线为直流电流的流动路径，箭头黑色点线为交流电流的流通路径。[0064] 内、外桥臂交换的功率为Pac，当系统的直流传输功率非零时，为保持电容电压的平衡，其内、外桥臂交换功率非零。[0065] 内、外桥臂功率交换的方向主要由系统的运行模式决定。[0066] S102：当外桥臂的交流电压为给定值时，外桥臂工作在单位功率因数下，内桥臂的交流电压由交流环流经闭环控制给定。其具体有：[0067] 当每个桥臂的子模块数足够多，合成的交流电压为理想的正弦电压；系统电流电压的交流成分主要为基频成分；Lf电感值足够大，其输出端的电流基本不含交流成分。如图4所示，内、外桥臂可等效为理想的电源，交流电压的频率可根据系统的要求设定。流经外桥臂的直流电流为，内桥臂的直流电流为，为了保持内、外桥臂的功率平衡，应满足以下的功率方程：[0068] （3）[0069] （4）[0070] （5）[0071] （6）[0072] 式中： 和 为外桥臂的上下桥臂基频电压相量， 和 为外桥臂上下桥臂基频电流相量，同理 和 为内桥臂的上下桥臂基频电压相量， 和 为内桥臂上下桥臂基频电流相量，其中， ， 。 为外桥臂基波相量点乘式， 。Pdc为DC?MMC传递的总的直流功率，且当iin>0时Pdc>0。[0073] 由式（3） （6）可知为保持电容电压的平衡，内、外桥臂所需交换的功率~。因此内、外桥臂功率的方向主要取决于 和Pdc的极性。[0074] 如图4所示，当 >0，Pdc>0或者 <0，Pdc<0时，外桥臂需向内桥臂传送功率。[0075] 同时为了避免交流电流流入输入端或输出端，同一列桥臂的内、外桥臂的交流电压应满足：[0076] （7）[0077] （8）[0078] 同时为了使流入耦合电感中的交流成分 与 ， 与 能够相互抵消，两列单元o中相同位置桥臂的调制波应互差180 。平衡电容电压的交流电压与电流的组合有很多种，其中最佳的一种方式是使DC?MMC的外桥臂工作于单位功率因数的状态下。内桥臂运行在接近单位功率因数的状况下，其基频内、外桥臂工作向量图如图5所示。[0079] S103：考虑到二倍频的无功功率的流通路径与直流电流的路径一致，可能会引起直流端电压电流的二倍频的脉动，将内桥臂和外桥臂电压的相位角设置为0，系统输出端将不含有二倍频无功功率，其具体有：[0080] 根据图6相量关系，设U1、i1为外桥臂交流电压电流的峰值，U2、i2为内桥臂交流电压电流的峰值，Uin为输入侧的直流电压。[0081] 同列上、下侧外桥臂的电压、电流的时域表达式为：[0082] Up：[0083] （9）[0084] Down：[0085] （10）[0086] 内桥臂的电压、电流的时域表达式为：[0087] Up：[0088] （11）[0089] Down：[0090] （12）[0091] 外桥臂的瞬时功率：[0092] Up:[0093] （13）[0094] Down：[0095] （14）[0096] 内桥臂的瞬时功率：[0097] Up：[0098] （15）[0099] Down[0100] （16）[0101] 为保证电容电压的平衡，桥臂瞬时功率不含有直流成分，即[0102] （17）[0103] 解得： （18）[0104] 其中， 。[0105] （19）[0106] 由DC?MMC的瞬时功率的表达式以及图6工作原理图可以推导出DC?MMC中基频无功功率与二倍频无功功率的流向如图7所示。其中黑色双向箭头的曲线为两列同位置的桥臂之间以基频频率交换无功，灰色曲线为二倍频无功功率的流通路径。由图7可知，基频无功功率只在系统桥臂之间交换，不会流入到输入输出端，而二倍频的无功功率的流通路径与直流电流的路径一致，可能会引起直流端电压电流的二倍频的脉动[0107] 一列单元中输出的二倍频功率为：[0108] （20）[0109] 输入输出端总的二倍频无功功率为：[0110] （21）[0111] 由上式可知系统输出的二倍频无功功率的总量与电压转换比式（1）中D、系统总的传输的直流功率Pdc以及内、外桥臂电压的相位角 有关，当 时，系统输出端不含有二倍频无功功率。[0112] 由于外桥臂工作在单位功率因数下，桥臂环流与外桥臂交流电压同相位。外桥臂电流经高通滤波器滤除其直流成分后与外桥臂电流的偏差值经比例谐振控制器后合成内桥臂的交流电压给定值。[0113] S104：内、外桥臂的输出波形的控制采用了APODSPWM和电容选择排序的调制策略。其具体有：[0114] 由于外桥臂的电流经过滤波环节，其电流值存在一定延时，故内、外桥臂的交流电压存在一定的相位差。对于内、外桥臂的输出波形的控制采用了APODSPWM调制技术和电容选择排序的方法。[0115] 为了验证本实施例分析结论以及所提方案的正确性与可行性，本发明在PSCAD中搭建了两列式的DC?MMC模型，每桥臂由4个子模块（m=k=4），DC?MMC工作于外桥臂向内桥臂传送功率的工作模式。桥臂的交流电压的基频频率为50Hz。桥臂电感La为2.5mH，电容值为20mF，直流输入侧的滤波电容电感分别为Ls=0.5mH、Cs=40uF，输出侧的滤波电容电感为Lf=1H、Cf=15uF。[0116] 图8为D=0.5时，直流输入侧电压Uin=17.6kV，外桥臂交流电流的峰值为3.5kA，DC?MMC输出端接入阻性负载R=5W，系统输出功率为15.488MW时系统的波形。输入输出电压分别为17.6kV、8.8kV，输入输出电流为8.8kA、17.6kA，耦合电感两侧的电流均为8.8kA（）。同时可以看出输入输出端电流以及流经耦合电感中的电流都存在二次基频的脉动。由于控制策略中外桥臂工作在单位功率因数，因此外桥臂的交流电流与其交流环流同相位。内桥臂有功与外桥臂相同外，还产生一定的无功，因此其交流电压的幅值略大于外桥臂的交流电压的幅值。DC?MMC桥臂环流的分布如图4中箭头黑色点线所示呈对称分布，即。[0117] 图9为D=1.5时，直流输入侧电压Uin=8.8kV，外桥臂交流电流的峰值为1.5kV，DC?MMC输出端接入阻性负载R=30W，系统输出功率为5.808MW时系统的波形。输入输出电压分别为8.8kV、13.2kV，输入输出电流为0.88kA、0.44kA，耦合电感两侧的电流均为0.44kA（）。其系统运行特性与降压运行相同，但由于升压运行时外桥臂投入的子模块较升压运行时减少，其输出的电流与电压的谐波含量增多。[0118] 由式（21）系统输出的二倍频的无功功率的总量与电压转换比（1?D）、系统总的传输的直流功率Pdc以及内、外桥臂电压的相位角 有关。[0119] 图10为内、外桥臂电压的相位角 相同时， 分别为3.872MW、7.744MW以及=0时输出端电压的波动曲线。[0120] =0时为系统工作在理想状态下，交流电流与电压直接给定，由图10可知在内、外桥臂的交流电压完全对称，即 =0时，系统的二倍频无功功率只在系统内部流动而不会流入直流侧。[0121] 在相同系统中， 越大时，系统输出端的电压波动幅度越大。[0122] 图11与图12为 分别为3.872MW、7.744MW（7.744/3.872=2）输出端电压的FFT分析图，由图可知后者的二倍频的幅值约为前者的两倍，从而验证了式（21）的正确性。[0123] 本发明实施例对各器件的型号除做特殊说明的以外，其他器件的型号不做限制，只要能完成上述功能的器件均可。[0124] 本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。[0125] 上述具体实施例仅仅是本发明的一种优选的实施例，基于本发明的技术方案和上述实施例的相关启示，本领域技术人员可以对上述具体实施例做出多种替代性的改进和组合。

专利地区：江西

专利申请日期：2024-01-07

专利公开日期：2024-11-12

专利公告号：CN117833642B